Исследование воздействия дестабилизирующих факторов на параметры силовых элементов конверторов

全文:

1. ВВЕДЕНИЕ

Основными устройствами в системах электропитания (СЭП) являются преобразователи электрической энергии, предназначенные для согласования электрических параметров первичного источника с входными параметрами потребителей. В системах постоянного тока для этих целей применяются преобразователи постоянного тока в постоянный ток (далее — конверторы).

Регулирование выходных параметров конверторов осуществляется путем изменения длительности проводящего состояния ключей и частоты их коммутации, а снижение влияния на питающую сеть и на работу потребителей обеспечивается сглаживающими входными и выходными LC-фильтрами. Традиционно конверторы создаются на базе схем с полной коммутацией потребляемого тока, что приводит к необходимости использования силовых ключей и элементов фильтров из условия регулирования и фильтрации полной преобразуемой мощности. Повышение частоты коммутации ключей в одно- и двухтактных схемах конверторов позволяет уменьшить параметры фильтров, но при полной коммутации тока оно не меняет ни характера потребляемого тока, ни формы напряжения на входе выходного фильтра [1]. Уменьшить величину импульсной составляющей позволяют многофазные схемы [2, 3], а также схемы с неполной (частичной) глубиной модуляции регулируемого тока [4, 5], имеющие постоянную нерегулируемую и импульсную регулируемую составляющие напряжения на входе выходного фильтра. Снижение амплитуды регулируемой импульсной составляющей позволяет уменьшить индуктивность дросселей и емкость конденсаторов входных и выходных фильтров и, следовательно, улучшить их массогабаритные показатели (МГП). Основные недостатки приведенных схем — наличие гальванической связи между входными и выходными цепями и недостаточная выходная мощность.

Перспективным путем улучшения СЭП средней и большой мощности, по мнению авторов, является построение конверторов с неполным диапазоном регулирования выходного напряжения на базе как минимум двух инверторов, один из которых формирует нерегулируемую, а второй — регулируемую импульсную составляющие напряжения на входе выходного фильтра. Амплитуда напряжения импульсной составляющей (U_рег) выбирается исходя из требуемого диапазона регулирования выходного напряжения, она влияет на размах пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах входных и выходных фильтров. Нерегулируемая составляющая (U_нр) обеспечивает передачу электроэнергии потребителям без регулирования и фильтрации ее параметров. Величина относительной импульсной составляющей n = U_рег/U_н, равная отношению регулируемой импульсной составляющей к напряжению нагрузки (U_н), является косвенным критерием оценки параметров фильтров и оптимизации структуры конверторов.

Цель работы — определение влияния изменений параметров первичного источника, подключаемой нагрузки, частоты преобразования и относительной импульсной составляющей на размах пульсаций тока дросселей, напряжения на конденсаторах фильтров и амплитуду регулируемого тока.

Критериями влияния воздействия данных факторов выбраны размах пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах входных и выходных фильтров. Результаты воздействия получены для схемы с неполным диапазоном регулирования выходного напряжения (далее — предложенная схема) в сравнении со схемой с полным диапазоном регулирования выходного напряжения (далее — схема прототипа).

2. СХЕМА КОНВЕРТОРА С НЕПОЛНОЙ ГЛУБИНОЙ МОДУЛЯЦИИ РЕГУЛИРУЕМОГО ТОКА

На рис. 1а приведена упрощенная схема предлагаемого конвертора в составе входного фильтра (ВФ), нерегулируемого инвертора И1, регулируемого инвертора И2, выпрямителя (В), выходного фильтра (ВыхФ) и нагрузки R_н. Входной фильтр предназначен для устранения влияния конвертора на питающую сеть, а выходной — для обеспечения требуемого качества выходного напряжения. На рис. 1б, в показаны диаграммы тока на выходе входного фильтра (тока потребления инверторов И1 и И2) и напряжения на входе выходного фильтра (на выходе выпрямителя).

Рис. 1. Схема конвертора (а) и диаграммы тока на выходе входного фильтра I_п (б) и напряжения на входе выходного фильтра U_вх (в).

 

Выходное нерегулируемое напряжение инвертора И1 (U_нр) выполняется со 180-градусным управлением, а выходное регулируемое напряжение инвертора И2 (U_рег) — с регулируемой длительностью от 0 до 180 эл. градусов. Последовательное соединение выходных обмоток трансформаторов Тр1 и Тр2 позволяет получить на входе выпрямителя переменное напряжение прямоугольной формы, а на его выходе — суммарное напряжение U_нр + U_рег (U_вх, рис. 1в). Амплитуда и длительность U_рег оказывают влияние на характер потребляемого тока и качество выходного напряжения конвертора, на параметры фильтров и ключей инверторов, а также на диапазон регулирования выходного напряжения (U_н). Для оценки этого влияния использовалась относительная величина импульсной составляющей n.

3. ОБОСНОВАНИЕ ВЫБОРА МЕТОДА ИССЛЕДОВАНИЯ

Анализ конвертора, содержащего входной и выходной фильтры, выпрямитель, два инвертора напряжения, один из которых имеет изменяемую длительность и амплитуду выходного напряжения, при изменении входных и выходных параметров конвертора, частоты преобразования, выходного тока, при наличии режимов прерывистых токов, а также при воздействии многих других дестабилизирующих факторов, является сложной задачей [1]. В известных публикациях анализ конверторов сводится к исследованию влияния ограниченного количества воздействующих факторов на параметры его силовых элементов, к оценке и расчету размаха пульсации входного тока или выходного напряжения, к расчету параметров входных или выходных фильтров. Авторы публикации [6] предлагают использовать традиционный подход к расчету параметров L и C, эффективное подавление пульсаций при которых обеспечивается выбором величины конденсатора с малым емкостным сопротивлением по сравнению с сопротивлением нагрузки, а дросселя с большим индуктивным сопротивлением — по отношению к сопротивлению нагрузки. Автор статьи [7] утверждает, что повышение эффективности фильтрации следует осуществлять путем усложнения и комбинации схем сглаживающих фильтров, например с режекторными или резонансными цепочками. Известна публикация [8], авторы которой используют интуитивный подход к нахождению значений L и C фильтров и рекомендуют применять метод проб и ошибок для нахождения их оптимальных параметров. В статье [9] рассмотрены вопросы фильтрации пульсации токов и напряжений путем установки дополнительных контроллеров, предназначенных для обеспечения заданных качественных входных и выходных параметров СЭП и подавления помех в питающей сети. Авторы работ [10] для обеспечения стабильности выходных параметров обращают внимание на обязательное согласование выходного сопротивления входного фильтра с входным сопротивлением конвертора. Для снижения трудоемкости процесса вычисления в ряде публикаций были предложены упрощенные методики расчета выходных фильтров. Например, в работе [11] предложена методика упрощенного расчета параметров LC-фильтров, в основу которой положен критерий минимума массы и габаритов при заданном значении превышения максимальной величины тока дросселя над средней величиной тока нагрузки. Автор статьи [12] разработал упрощенную методику расчета LC-фильтра, основанную на выборе допустимой величины пульсаций тока дросселя с учетом времени заряда конденсатора и времени коммутации в цепи нагрузки. В публикациях [13, 14] анализ и расчет предлагается осуществлять путем решения алгебраических уравнений или с помощью коммутационных функций, причем точный расчет элементов фильтра достигается только при решении сложных математических уравнений. Трудоемкость решения значительно усложняется при анализе конверторов с входными и выходными фильтрами, при регулировании выходных параметров, тем более при воздействии дестабилизирующих факторов. Чтобы избежать решения сложных уравнений, а также чтобы затем не доказывать точность используемых методик и не оценивать правомерность принятых допущений, авторы работы [15] предлагают находить оптимальные параметры схем конверторов путем их экспериментального подбора в процессе моделирования.

Отсутствие готовых методов анализа конверторов и необходимость учета воздействия большого количества дестабилизирующих факторов, влияющих на параметры силовых элементов конвертора, склонили авторов к выводу о целесообразности исследования предложенной схемы на базе модели, созданной с помощью программы MATLAB Simulink.

3.1. Постановка задачи исследования

По схеме рис. 1а была создана модель конвертора. При построении модели приняты допущения об идеальности силовых элементов схемы и первичного источника электропитания, мгновенной коммутации ключей, активном сопротивлении нагрузки, а также о неизменности тока нагрузки и напряжения источника питания в процессе проведения исследования. Критериями оценки влияния воздействия исследуемых факторов выбраны размах пульсаций тока дросселей (ΔI_L1, ΔI_L2) и напряжения на конденсаторах (ΔU_C1 и ΔU_C2) входных и выходных фильтров.

Базовыми параметрами схемы выбраны входное напряжение U_вх = 300 В, выходное напряжение на нагрузке U_{н max} = 300 В, выходное номинальное напряжение U_ном = 225 В, диапазон регулирования выходного напряжения (d) от 150 до 300 В, максимальная выходная мощность P_н = 1000 ВА при U_н = 300 В, номинальное сопротивление нагрузки R_н = 87.23 Ом, частота коммутации инверторов f = 10 кГц, длительность выходных импульсов нерегулируемого инвертора И1 Θ = 180°; длительность регулируемого выходного напряжения инвертора И2 в процессе исследования изменялась от 0 до 180°.

Результаты воздействия получены для предложенной схемы с неполным n = 0.1–0.9 (далее — предлагаемая схема) и схемы с полным диапазоном регулирования выходного напряжения n = 1 (далее — схема прототипа), у которой отсутствует инвертор И1, а выходное напряжение регулируется от 0 до 300 В.

4. ИССЛЕДОВАНИЯ ВОЗДЕЙСТВИЯ ДЕСТАБИЛИЗИРУЮЩИХ ФАКТОРОВ НА СИЛОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ КОНВЕРТОРА

4.1. Влияние длительности импульсов регулируемого напряжения

Номинальные параметры фильтров L₁ = = 1.1 мГн, С₁ = 80 мкФ, L₂ = 1.2 мГн, С₂ = 65 мкФ выбраны из следующих условий: размах пульсаций потребляемого тока (ΔI_L1) во всех режимах исследования не должен превышать 0.1I_{н max}, размах пульсаций напряжения на конденсаторах (ΔU_C1, ΔU_С2) не должен превышать 0.1% U_{н max} во всем диапазоне изменения относительной длительности регулируемого напряжения Θ от 0.01 до 0.95 U_{н max}.

 

Таблица 1. Размах пульсаций ΔU_C и ΔI_L как функция Θ при n = 0.5 и n = 1.0

n = 0.5 (предлагаемая схема)
Θ	0.01	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9	0.95
ΔIL1, мА	0.074	0.367	0.719	1.0	1.3	1.4	1.4	1.3	1.0	0.596	0.373
ΔUC1, В	0.013	0.059	0.112	0.155	0.19	0.21	0.214	0.201	0.164	0.099	0.064
ΔIL2, А	0.118	0.539	0.953	1.254	1.443	1.506	1.443	1.254	0.953	0.539	0.339
ΔUC2, В	0.011	0.054	0.096	0.126	0.144	0.150	0.144	0.126	0.096	0.054	0.034
Uвых, В	150	165	180	195	210	225	240	255	270	285	290
n = 1 (схема прототипа)
Θ	0.5	0.55	0.6	0.65	0.7	0.75	0.8	0.85	0.9	0.95	0.99
ΔIL1, мА	1.9	2	2.2	2.2	2.2	2.1	1.9	1.5	1.1	0.714	0.25
ΔUC1, В	0.295	0.315	0.337	0.346	0.342	0.331	0.297	0.239	0.187	0.122	0.044
ΔIL2, А	2.994	2.974	2.869	2.675	2.495	2.275	1.896	1.432	1.072	0.673	0.234
ΔUC2, В	0.299	0.297	0.286	0.268	0.251	0.229	0.19	0.143	0.107	0.067	0.023
Uвых, В	150	165	180	195	210	225	240	255	270	285	290

 

В табл. 1 приведены значения размаха пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах сравниваемых схем для диапазона регулирования выходного напряжения от 150 до 300 В.

В предлагаемой схеме размах пульсаций у входного фильтра (ΔU_C1 и ΔI_L1) _меньше в 1.6 раза, а размах пульсаций у выходного фильтра (ΔI_L2 и ΔU_C2) — в 2 раза меньше, чем в схеме прототипа во всем диапазоне изменения Θ. Пульсации тока дросселя и напряжения на конденсаторе выходного фильтра при Θ = 0.5 достигают максимальных значений при любых значениях n.

4.2. Влияние относительной импульсной составляющей

Измерения проводились в диапазоне изменения n от 0.1 до 1.0. Для каждого значения n фиксировались значения Θ, при которых размахи пульсации тока дросселей и напряжения на конденсаторах фильтров достигали максимальных значений. Полученные данные сведены в табл. 2. В предлагаемой схеме амплитуда регулируемой составляющей U_рег = U_нр = 150 В (n = 0.5), а в схеме прототипа U_рег = 300 В (n = 1.0).

 

Таблица 2. Зависимости максимального размаха пульсаций ΔI_L и ΔU_C от n

n	0.1	0.3	0.5	0.7	0.9	1.0
ΔIL1 max, мА	0.376	0.972	1.4	1.8	2.1	2.2
ΔUC1 max, В	0.056	0.144	0.214	0.272	0.317	0.342
ΔIL2 max, А	0.301	0.903	1.506	2.108	2.710	2.994
ΔUC2 max, В	0.03	0.09	0.150	0.210	0.270	0.299
Uвых, В	285	255	225	195	165	150
δ, В	270–300	210–300	150–300	90–300	30–300	0–300

 

При n ≤ 0.5 максимальные пульсации наблюдаются при Θ = 0.5; для n ≥ 0.5–0.7 при Θ = 0.6; а для n ≥ 0.7 — при Θ > 0.65. Приведенные данные в табл. 2 характеризуют влияние регулируемой импульсной составляющей на диапазон регулирования выходного напряжения и на размах пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах фильтров, а следовательно, на индуктивность дросселей и емкость конденсаторов. В предлагаемой схеме у входного фильтра размах пульсаций ΔI_L1 меньше в 1.43 раза, ΔU_C1 в 6.1 раз, а у выходного фильтра размах пульсаций ΔI_L2 и ΔU_C2 почти в 10 раз меньше, чем в схеме прототипа.

4.3. Влияние длительности регулируемых импульсов на амплитуду тока регулируемых транзисторов

Амплитуда токов транзисторов как функция Θ в исследуемых схемах фиксировалась при одинаковых значениях U_н и R_н. Полученные значения амплитуды тока регулируемого I_TV1 (И2) и нерегулируемого I_TV1 (И1) транзисторов, тока нагрузки I_н и выходного напряжения U_н в предлагаемой схеме сведены в табл. 3.

 

Таблица 3. Максимальный ток транзисторов в предлагаемой схеме

Θ	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9	0.95
ITV1 (И2), А	1.2	1.4	1.56	1.69	1.8	1.85	1.89	1.89	1.86	1.84
ITV1 (И1), А	1.15	1.35	1.52	1.65	1.76	1.83	1.87	1.88	1.86	1.84
Iн, А	1.87	2.04	2.21	2.39	2.56	2.73	2.9	3.07	3.25	3.32
Uн, В	165	180	195	210	225	240	255	270	285	290

 

Таблица 4. Максимальный ток транзисторов И2 в схеме прототипа

Θ	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9	0.95
ITV1 (И2), А	3.41	3.69	3.84	3.87	3.77	3.69
Iн, А	1.7	2.05	2.39	2.74	3.08	3.22
Uн, В	150	180	210	240	270	280

 

В табл. 4 приведены амплитуды регулируемого тока инвертора И2 для схемы прототипа. Инвертор И1, формирующий нерегулируемую составляющую выходного напряжения, в схеме прототипа отсутствует. Выходное напряжение регулировалось в диапазоне от 150 до 300 В, измерения размаха пульсаций проводились при тех же значениях токов и напряжения нагрузки, что и для предлагаемой схемы.

В предлагаемой схеме при номинальной нагрузке (R_н = 87.23 Ом) и изменении выходного напряжения U_н в диапазоне 150–300 В амплитуда тока регулируемого транзистора в 2–3 раза меньше, чем в схеме прототипа. Некоторые расхождения в показателях объясняются изменением формы тока в сравниваемых схемах.

4.4. Влияние напряжения первичного источника питания

Исследование влияния напряжения первичного источника питания на размах пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах фильтров проведено при изменении напряжения питания конвертора от 270 до 330 В (U_ном ± 10%). Длительность регулируемых импульсов выбрана равной 0.5, при этой величине размах пульсаций достигает максимальных значений.

В предлагаемой схеме при изменении U_вх от 270 до 330 В только пульсация тока дросселя увеличилась в 1.33 раза, изменение размаха пульсаций на остальных элементах фильтров у сравниваемых схем произошло в 1.22 раза. В среднем размах пульсаций на элементах фильтров прямо пропорционален входному напряжению первичного источника электропитания. Размах пульсаций в схеме прототипа в 2 раза больше, чем в предлагаемой схеме (табл. 5).

 

Таблица 5. Размах пульсаций при изменении U_вх

Uвх, В	270	285	300	315	330
Предлагаемая схема
ΔIL1, мА	1.2	1.3	1.4	1.5	1.6
ΔUC1, В	0.189	0.199	0.21	0.221	0.231
ΔIL2, А	1.355	1.43	1.506	1.581	1.656
ΔUC2, В	0.135	0.143	0.15	0.158	0.165
Схема прототипа
ΔIL1, мА	1.8	1.9	2	2.1	2.2
ΔUC1, В	0.265	0.279	0.295	0.309	0.324
ΔIL2, А	2.694	2.844	2.994	3.145	3.295
ΔUC2, В	0.269	0.284	0.299	0.314	0.329

 

4.5. Влияние выходного напряжения

Исследовалось влияние величины выходного напряжения на размах пульсаций токов дросселей и напряжения на конденсаторах фильтров при изменениях выходного напряжения от 150 до 300 В при R_н = const. По результатам измерений построены диаграммы размаха пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах входных и выходных фильтров в зависимости от выходного напряжения (рис. 2).

 

Рис. 2. Размах пульсаций на элементах входного (а, б) и выходного (в, г) фильтров при изменении выходного напряжения.

 

В предлагаемой схеме размахи пульсаций ΔI_L1 и ΔU_C1 входного фильтра достигают максимального значения при U_н = 240 В, а в схеме прототипа при U_н = 216 В. Размах пульсаций у выходного фильтра в предлагаемой схеме достигает максимального значения при U_н = 225 В, а в схеме прототипа — при U_н = 195 В.

В предлагаемой схеме размах пульсаций ΔU_C1 в 1.62 раза, ΔI_L1 — в 1.57 раза, а ΔI_L2 и ΔU_C2 — в 2 раза меньше, чем в схеме прототипа, что повторяет показатели, приведенные в табл. 1.

4.6. Влияние тока нагрузки

Исследование влияния тока нагрузки на размах пульсаций тока дросселей и напряжений на конденсаторах фильтров проведено при U_{н ном} = 225 В, токе нагрузки I_{н ном} = 2.56 А, при номинальных параметрах фильтров L₁ = 1.1 мГн, С₁ = 80 мкФ, L₂ = 1.2 мГн, С₂ = 65 мкФ в диапазоне изменения тока нагрузки от 0.2I_{н ном} до 1.2I_{н max}. Полученные результаты для сравниваемых схем приведены в табл. 6.

 

Таблица 6. Размах пульсаций тока дросселей и напряжений на конденсаторах фильтров при изменении тока нагрузки

Предлагаемая схема
Параметры	Iн = Imax		Iн = 1.0Iн ном		Iн = 0.8Iн ном	Iн = 0.6Iн ном		Iн = 0.4Iн ном		Iн = 0.3Iн ном		Iн = 0.2Iн ном
Rн, Ом	65		87.23		110	145		220		295		440
Iн, А	3.44		2.56		2.048	1.536		1.024		0.768		0.512
ΔIL1, мА	1.8		1.4		1.2	1.1		0.89		0.83		0.76
ΔUC1, В	0.27		0.21		0.17	0.15		0.12		0.11		0.10
ΔIL2, А	1.51		1.51		1.51	1.51		1.51		1.51		1.03
ΔUC2, В	0.15		0.15		0.15	0.15		0.15		0.15		0.14
L2, мГн	1.2		1.2		1.2	1.2		1.2		1.2		1.2
Uн, В	225		225		225	225		225		225		225
Схема прототипа
Параметры		Iн = Imax		Iн = 1.0Iн ном			Iн = 0.8Iн ном		Iн = 0.6Iн ном		Iн = 0.4Iн ном
Rн, Ом		65		87.23			110		145		220
Iн, А		3.44		2.56			2.048		1.536		1.024
ΔIL1, мА		2.5		2.1			1.8		1.5		1.3
ΔUC1, В		0.41		0.33			0.28		0.24		0.197
ΔIL2, А		2.16		2.16			2.16		2.16		2.04
ΔUC2, В		0.229		0.229			0.229		0.229		0.21
L2, мГн		1.2		1.2			1.2		1.2		1.2
Uн, В		225		225			225		225		225

 

В предлагаемой схеме при токе нагрузки 0.2I_{н ном}, равном 0.512 А, размах пульсаций тока дросселя выходного фильтра ΔI_L2/2 также равен 0.512 А. При дальнейшем уменьшении I_н возникает режим прерывистого тока. Следовательно, диапазон регулирования тока нагрузки от I_{н max}, составляющего 3.44 А, до 0.512 А равен 0.85. В схеме прототипа режим прерывистого тока имеет место при I_н больше 0.4I_{н ном}, поэтому диапазон регулирования тока нагрузки равен 0.7, что меньше, чем у предлагаемой схемы, на 15%. Размах пульсаций токов дросселей и напряжений на конденсаторах фильтров в 1.43–1.52 раза меньше у предлагаемой схемы. При максимальном токе нагрузки (I_{н max} = 3.44 А) размах пульсаций в ней не превышает требуемых значений, а в схеме прототипа размах пульсаций конденсатора входного фильтра равен 0.41 В, что на 36.6% больше допустимой величины, и для ее снижения необходимо увеличивать емкость конденсатора С₁. Размах пульсаций тока дросселя и напряжения на конденсаторе выходного фильтра не зависят от тока нагрузки при неизменной величине выходного напряжения.

4.7. Влияние размаха пульсации потребляемого тока

Определение влияния качества потребляемого тока на параметры входных и выходных фильтров осуществлялось подбором индуктивности L₁ в диапазоне изменения пульсаций потребляемого тока ΔI_L1 от 0.5 до 1.5 ΔI_{L1 ном}. Полученные значения индуктивности входного фильтра для сравниваемых схем, а также размах пульсаций напряжения на конденсаторах С₁ и С₂ для выходного фильтра приведены в табл. 7.

 

Таблица 7. Индуктивность L₁, необходимая для обеспечения заданной величины размаха пульсации потребляемого тока

ΔIL1	0.5 ΔIL1 ном	0.75 ΔIL1 ном	1 ΔIL1 ном	1.25 ΔIL1 ном	1.5 ΔIL1 ном
Предлагаемая схема
ΔIL1, мА	0.7	1.05	1.4	1.75	2.1
ΔUC1, В	0.21	0.21	0.21	0.21	0.21
ΔIL2, А	1.51	1.51	1.51	1.51	1.51
ΔUC2, В	0.15	0.15	0.15	0.15	0.15
Iн, А	2.56	2.56	2.56	2.56	2.56
L1, мГн	2.2	1.4	1.1	0.9	0.75
Схема прототипа
ΔIL1, мА	0.7	1.05	1.4	1.75	2.1
ΔUC1, В	0.32	0.32	0.32	0.32	0.32
ΔIL2, А	2.16	2.16	2.16	2.16	2.16
ΔUC2, В	0.22	0.22	0.22	0.22	0.22
Iн, А	2.56	2.56	2.56	2.56	2.56
L1, мГн	3.0	2.2	1.6	1.3	1.05

 

Приведенные в табл. 7 данные доказывают, что повышение требований к размаху пульсаций потребляемого тока при неизменном токе нагрузки достигается только за счет увеличения индуктивности дросселя L₁ входного фильтра, при этом размах пульсаций на остальных элементах фильтров в сравниваемых схемах не зависит от ΔI_L1. Индуктивность L₁ во всем диапазоне изменения размаха пульсаций потребляемого тока в предлагаемой схеме требуется в 1.4—1.5 раз меньше, чем в схеме прототипа.

4.8. Исследование влияния размаха пульсации выходного напряжения

Исследования проводились при номинальных параметрах элементов фильтров Θ = 0.5, U_н = 225 В, ΔU_C2 = 0.15 В. За счет изменения емкости конденсатора С₂ устанавливался требуемый размах пульсации выходного напряжения ΔU_{C2 ном} в диапазоне от 0.5 до 1.5 и проводилось измерение размаха пульсаций на остальных элементах фильтров.

 

Таблица 8. Значение C₂, необходимое для обеспечения заданной величины размаха пульсации выходного напряжения

ΔUC2	0.5ΔUC2 ном	0.75ΔUC2 ном	1.0ΔUC2 ном	1.25ΔUC2 ном	1.5ΔUC2 ном
Предлагаемая схема
ΔIL1, мА	1.4	1.4	1.4	1.4	1.4
ΔUC1, В	0.21	0.21	0.21	0.21	0.21
ΔIL2, А	1.51	1.51	1.51	1.51	1.51
ΔUC2, В	0.075	0.11	0.15	0.188	0.225
Iн, А	2.56	2.56	2.56	2.56	2.56
С2, мкФ	135	90	65	52.5	43
Схема прототипа
ΔIL1, мА	2.1	2.1	2.1	2.1	2.1
ΔUC1, В	0.32	0.32	0.32	0.32	0.32
ΔIL2, А	2.16	2.16	2.16	2.16	2.16
ΔUC2, В	0.075	0.11	0.15	0.188	0.225
Iн, А	2.56	2.56	2.56	2.56	2.56
С2, мкФ	195	135	95	75	63

 

В табл. 8 приведены значения необходимой емкости конденсатора С₂ при изменении размаха пульсаций выходного напряжения в диапазоне от 0.075 В до 0.225 В.

Полученные измерения показали, что требуемый размах пульсации выходного напряжения ΔU_C2 (качество выходного напряжения) реализуется только за счет изменения емкости С₂. Размах пульсаций на остальных элементах фильтров остается постоянным при изменении ΔU_C2.

4.9. Влияние частоты промежуточного преобразования

Цель данного раздела исследования — выявление влияния частоты работы инверторов на размах пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах фильтров. Для возможности исследования размаха пульсаций на частоте 5 кГц подобраны следующие значения параметров компонентов фильтров: L₁ = 2 мГн; C₁ = 115 мкФ; L₂ = 2.4 мГн; C₂ = 65 мкФ, при них размах пульсаций напряжения на конденсаторах ΔU_C1 и ΔU_C2 не превышал величины 0.1 U_{н max}, а размах пульсаций потребляемого тока ΔI_L1 был меньше 0.1I_{н max}. Измерения проводились при Θ = 0.5, U_н = 225, I_н = 2.56 А. Полученные значения пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах фильтров при изменении частоты коммутации ключей инверторов от 5 до 25 кГц сведены в табл. 9.

 

Таблица 9. Размах пульсаций тока дросселей и напряжения на конденсаторах фильтров в зависимости от частоты промежуточного преобразования

f, кГц	5	10	20	25
ΔIL1, мА	2.2	0.49	0.11	0.074
ΔUC1, В	0.29	0.14	0.067	0.053
ΔIL2, А	1.54	0.75	0.36	0.28
ΔUC2, В	0.3	0.075	0.018	0.012

 

В соответствии с приведенными значениями размах пульсаций ΔU_C1 и ΔI_L2 уменьшается при повышении частоты с 5 до 25 кГц практически в 5 раз, размах пульсаций ΔI_L1 почти в 30 раз, а ΔU_C2 в 25 раз, т.е. пропорционально отношению верхней и нижней частот f_верх/f_нижн. Необходимо учитывать, что при частоте работы инверторов f все фильтры работают на частоте 2f. Оптимальный диапазон частоты промежуточного преобразования 10—20 кГц. Повышение частоты свыше 20 кГц нецелесообразно из-за роста динамических потерь в ключах.

4.10. Исследование возникновения режима прерывистых токов в дросселе выходного фильтра

Режим возникновения прерывистых токов ограничивает диапазон регулирования тока нагрузки I_н, он возникает при равенстве пульсации тока дросселя (ΔL₂/2) и тока нагрузки: I_н — ΔL₂/2 = 0. Расширение диапазона регулирования тока нагрузки (при активной нагрузке) достигается при уменьшении пульсаций тока дросселя за счет увеличения индуктивности L₂, что позволяет снизить минимальную величину I_н и расширить диапазон регулирования выходного тока. Исследование возникновения режима прерывистых токов в схемах проводилось при номинальных параметрах фильтров L₁, C₁ и С₂, величине выходного напряжения 225 В, равных токах нагрузки в диапазоне изменения R_н от 87.23 до 500 Ом путем подбора индуктивности L₂. Возникновение режима прерывистых токов фиксировалось по изменению формы U_н и напряжения U_L на дросселе L2 (рис. 3). При возникновении прерывистых токов увеличивалась индуктивность L₂ до обеспечения требуемой величины I_н. Полученные в результате исследований данные сведены в табл. 10.

 

Рис. 3. Диаграммы пульсации тока дросселя L2 (а) и напряжения на входе выходного фильтра (б) в режиме прерывистых токов.

 

Таблица 10. Зависимости тока нагрузки от индуктивности дросселя L₂, при которых возникает режим прерывистых токов

Предлагаемая схема
Rн, Ом	87.23	100	200	300	400	500
Iн, А	2.56	2.23	1.12	0.75	0.56	0.45
ΔIL2/2, А	0.755	0.755	0.755	0.755	0.56	0.45
Iнр*, А	1.805	1.475	0.365	-0.005	0	0
L2, мГн	1.2	1.2	1.2	1.2	1.5	1.8
Схема прототипа
Rн, Ом	87.23	100	200	300	400	500
Iн, А	2.56	2.23	1.12	0.75	0.56	0.45
ΔIL2/2, А	1.08	1.08	1.07	0.75	0.565	0.45
Iнр*, А	1.48	1.15	0.05	0.0	0.05	0.0
L2, мГн	1.2	1.2	1.2	1.45	1.75	2.2

Примечание: I_нр* — нерегулируемая составляющая тока нагрузки, равная разнице I_н и ΔI_L2/2.

 

В момент включения транзисторов регулируемого инвертора ток в цепи питания инверторов растет, а ток на входе выходного фильтра уменьшается. Вследствие этого пульсация тока дросселя L1 всегда ниже тока потребления инверторов, поэтому у входного фильтра режим прерывистых токов не наступает.

В предлагаемой схеме режим прерывистых токов проявляется при I_н = 0.75 А, а в схеме прототипа при 1.12 А. Увеличение диапазона изменения тока нагрузки достигается за счет нерегулируемой составляющей напряжения на входе выходного фильтра. Для снижения выходного тока до величины 0.5 А в предлагаемой схеме необходимо увеличить индуктивность дросселя до 1.8 мГн, а в схеме прототипа — до 2.2 мГн. В номинальном режиме работы конверторов размах пульсаций тока дросселя L₂ не зависит от тока нагрузки.

5. ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В настоящей работе проведено комплексное экспериментальное исследование влияния 10 возможных дестабилизирующих факторов на параметры силовых элементов, а также выполнено сравнение предложенной схемы и схемы прототипа.

По результатам проведенных исследований можно сделать следующие выводы.

1. Созданная электронная модель конвертора позволяет исследовать влияние рассмотренных дестабилизирующих факторов на параметры элементов конвертора.
2. Предлагаемую схему с неполным диапазоном регулирования выходного напряжения наиболее эффективно применять в СЭП с диапазоном регулирования выходного напряжения не более 50–60 % от U_{н ном}. Системы с большим диапазоном целесообразно разрабатывать с многозонным регулированием выходных параметров.
3. Оптимальный диапазон частоты преобразования у конверторов средней мощности составляет 10–20 кГц. Повышение частоты с 5 до 25 кГц позволяет уменьшить размах пульсации тока дросселя входного фильтра и напряжения на конденсаторе выходного фильтра в 25–30 раз. Размах пульсаций напряжения на конденсаторе входного фильтра и тока дросселя выходного фильтра снижается практически прямо пропорционально с увеличением частоты преобразования.
4. Размах пульсации тока потребления зависит только от индуктивности входного дросселя, а размах пульсаций выходного напряжения — только от емкости конденсатора выходного фильтра.
5. Размах пульсаций тока дросселя и напряжения на конденсаторе выходного фильтра не зависит от тока нагрузки.
6. Постоянная составляющая напряжения на входе выходного фильтра обеспечивает расширение диапазона регулирования тока нагрузки.
7. При 50-процентном диапазоне регулирования выходного напряжения у предлагаемой схемы параметры входных и выходных фильтров в 1.4–1.6 раза меньше, чем у схемы конвертора с полным диапазоном регулирования.

Полученные результаты будут полезны специалистам в области проектирования и создания систем электропитания, а также при разработке нового направления проектирования конверторов средней и большой мощностей, обеспечивающего снижение параметров силовых элементов, меньшую величину пульсации потребляемого тока и лучшее качество выходного напряжения по сравнению со схемами, выполненными с полностью регулируемым выходным напряжением.

ФИНАНСИРОВАНИЕ РАБОТЫ

Работа выполнена при финансовой поддержке Российского научного фонда (грант № 23-29-00403, https://rscf.ru/project/23-29-00403/).

作者简介

В. Авдзейко

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники

编辑信件的主要联系方式.
Email: avdzeykovi@yandex.ru
俄罗斯联邦, 634050, Томск, просп. Ленина, 40

A. Дроздова

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники

Email: avdzeykovi@yandex.ru
俄罗斯联邦, 634050, Томск, просп. Ленина, 40

В. Рулевский

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники

Email: avdzeykovi@yandex.ru
俄罗斯联邦, 634050, Томск, просп. Ленина, 40

Д. Ляпунов

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники; Национальный исследовательский Томский политехнический университет

Email: avdzeykovi@yandex.ru
俄罗斯联邦, 634050, Томск, просп. Ленина, 40; 634050, Томск, просп. Ленина, 30

参考

补充文件